序論：速發(fā)表網(wǎng)結(jié)合其深厚的文秘經(jīng)驗(yàn)，特別為您篩選了11篇電路設(shè)計(jì)論文范文。如果您需要更多原創(chuàng)資料，歡迎隨時與我們的客服老師聯(lián)系，希望您能從中汲取靈感和知識！

篇1

1.1超聲波收發(fā)電路由于檢測裝置工作于井下，井口只為其提供了一路＋24V直流電源，各單元電路的工作電源需要依靠DC／DC變換電路獲得?？刂葡到y(tǒng)和信號處理系統(tǒng)使用的＋5V和±12V電源由LM2596－5．0承擔(dān)，其主路輸出＋5V／2A電源供單片機(jī)等數(shù)字系統(tǒng)使用，將其儲能電感改用5026－47μH環(huán)形功率電感，并在其上增加兩個輔助繞組，經(jīng)整流、濾波和LM78（79）L12三端穩(wěn)壓IC后產(chǎn)生±12V／0．1A直流電源供信號處理系統(tǒng)使用；超聲波發(fā)射采用了高壓脈沖激勵方式，＋200～300V激勵電壓由＋24V供電電壓經(jīng)簡單的Boost升壓電路獲得，利用單片機(jī)送來的1ms周期、5μs脈寬脈沖信號控制MOSFET開關(guān)管實(shí)現(xiàn)對超聲波發(fā)射探頭的激勵，儲能電感選用TDK－NL565050T－822J－PF（8．2mH）貼片電感，NMOS開關(guān)管選用2N60即可。超聲波激勵及電源變換電路如圖2所示。經(jīng)實(shí)測，激勵脈沖會在接收探頭中產(chǎn)生一個較大的諧振頻率為5MHz、大約5個周期的串?dāng)_信號，為此，接收電路設(shè)計(jì)了一個對發(fā)射激勵脈沖延遲6μs、持續(xù)30μs的使能控制信號，控制接收放大處理電路僅在使能信號有效期間實(shí)現(xiàn)回波信號的放大和輸出，使之能夠在鋼管內(nèi)壁和外壁反射的一次、二次回波信號到來之前有效地消除激勵脈沖串?dāng)_的影響，使能控制信號時序關(guān)系見圖3。檢測裝置中用于時間差測量的TDC－GP2的典型應(yīng)用是作為超聲波流量計(jì)、激光測距儀的時間間隔測量、頻率和相位信號分析等高精度測試領(lǐng)域。在這些應(yīng)用中輸入信號一般都較強(qiáng)，經(jīng)簡單處理后即可作為TDC－GP2的START、STOP控制信號使用，而該檢測裝置的超聲波回波信號尤其是多次反射回波信號非常微弱且雜波較大（實(shí)測回波信號大約在mV數(shù)量級），必須經(jīng)高增益寬帶放大器放大和濾波、檢波、整形處理后才能勝任。寬帶放大器由AD604承擔(dān)，可獲得6～54dB的增益并可由VGN端電壓連續(xù)控制，可較好地滿足超聲波回波信號高速高增益放大的要求［2］?？紤]到僅需將回波信號放大處理后形成STOP控制脈沖即可，故電路僅利用可調(diào)電阻對2．5V基準(zhǔn)電壓（由TL431產(chǎn)生）分壓獲得的VGN電壓進(jìn)行增益設(shè)定，但設(shè)計(jì)電路亦有預(yù)留接口可用于接受經(jīng)單片機(jī)和DAC輸出的AGC控制電壓，實(shí)現(xiàn)增益的閉環(huán)控制。AD604前級放大電路如圖4所示。帶通濾波器選用由MAX4104構(gòu)成，設(shè)計(jì)中心頻率為5MHz，帶寬約為1MHz；鉗位和檢波由AD8036完成，具有卓越的鉗位性能和精度高、恢復(fù)時間短、非線性范圍小、頻帶寬的特點(diǎn)；檢波輸出信號的整形處理由MAX9141負(fù)責(zé)，這是一款具有鎖存使能和器件關(guān)斷功能的高速比較器，具有高速、低功耗、高抗共模能力和滿擺幅輸入特性等，回波信號經(jīng)其整形處理后可獲得理想的脈沖前沿，并便于與TTL邏輯電平接口，還可以方便地實(shí)現(xiàn)回波信號輸出的使能控制。信號調(diào)理電路如圖5所示。

1.2時間差測量電路回波信號時差測量選用了德國ACAM公司的高精度時間間隔測量芯片TDC－GP2。TDC－GP2采用44腳TQFP封裝，內(nèi)含TDC測量單元、16位算術(shù)邏輯單元、RLC測量單元及與8位處理器的接口單元和溫度補(bǔ)償單元等主要功能模塊，利用內(nèi)部ALU單元計(jì)算出時間間隔，并送入結(jié)果寄存器保存。TDC－GP2基于內(nèi)部的硬件電路測量“傳輸延時”，以信號通過內(nèi)部門電路的傳輸延遲來實(shí)現(xiàn)高精度時間間隔測量，測量分辨率可達(dá)pS數(shù)量級，可以很好滿足項(xiàng)目測量的要求。單片機(jī)在給超聲波傳感器提供發(fā)射激勵脈沖的同時給TDC－GP2提供START信號指令使之開始計(jì)時工作，超聲波接收頭接收到的反射回波信號經(jīng)放大、處理后作為STOP指令信號，由TDC－GP2完成兩次反射波時間間隔的測量。由前述可知，STOP與START信號的時間差大約在6～40μS之間，時差測量分辨率約為0．07μs，為此，設(shè)定TDC－GP2工作于“測量模式2”，在該模式下芯片僅使用通道1，可允許4個脈沖輸入，實(shí)現(xiàn)STOP1與START信號之間的時間差測量，測量范圍在60ns～200ms，然后，由TDC－GP2計(jì)算出各回波信號間的時間差Δt＝tB－tS＝tn－tn－1。測量原理如下：在輸入START信號指令后，芯片內(nèi)部測量出該信號前沿與下一時鐘上升沿的時差，標(biāo)記為Fc1；之后，計(jì)數(shù)器開始工作，得到predivider的工作周期數(shù)，并標(biāo)記為Cc；這時，重新激活芯片內(nèi)部測量單元，測量出輸入的STOP1信號的第一個脈沖（一次反射回波）前沿與下一時鐘上升沿的時差，標(biāo)記為Fc2，將STOP1信號的第二個脈沖（二次反射回波）前沿與下一時鐘上升沿的時差標(biāo)記為Fc3，……；Cal1和Cal2分別表示一個和兩個時鐘周期。

1.3單片機(jī)接口電路實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)控制和數(shù)據(jù)處理的單片機(jī)選擇余地較大，項(xiàng)目結(jié)合TI公司中國大學(xué)計(jì)劃選用了美國德州儀器公司生產(chǎn)的MSP43016位單片機(jī)，具有16位總線、帶FLASH的微處理器和功耗低、可靠性高、抗強(qiáng)電干擾性能好、適應(yīng)工業(yè)級運(yùn)行環(huán)境的特點(diǎn)，很適合于作現(xiàn)場測試設(shè)備的控制和數(shù)據(jù)處理使用［4］。TDC－GP2其與單片機(jī)的通信方式為四線串行通信（SPI），利用MSP430的4個P2．x和P4．2I／O口實(shí)現(xiàn)GP2的選通、中斷和開始、結(jié)束使能以及復(fù)位等控制功能。MSP430除用來對GP2控制和數(shù)據(jù)處理外，還可以留出一些資源實(shí)現(xiàn)設(shè)備其他電路和動作機(jī)構(gòu)的控制使用。單片機(jī)接口電路原理和程序流程分別如圖8和圖9所示。

篇2

2守時電路設(shè)計(jì)分析

在本研究中借助GPS體系作為基本授時體系，因此需要在系統(tǒng)中置入GPS接收機(jī)。GPS接收機(jī)的功能主要體現(xiàn)于兩方面，首先它可以對精確時間進(jìn)行有效輸出，另外得到相關(guān)的時間質(zhì)量信息，同時可獲取標(biāo)準(zhǔn)時間信號。通常情況下將GPS位置精度設(shè)置為10m，將時間精度設(shè)定為1us，而速度精度則設(shè)定為0.1m/s，更新頻率為1HZ。另外熱開機(jī)時間可設(shè)定為1s，暖開機(jī)時間為38s，冷開機(jī)時間為42s。工作電壓按照實(shí)際要求進(jìn)行匹配。

在系統(tǒng)中加入晶振（MV180），該晶振標(biāo)準(zhǔn)頻率為10MHZ，穩(wěn)定性低于1*10^-10，工作電壓為12V，外部工作電壓為0至5V，參考電壓為5V，工作溫度范圍為-10至60℃，穩(wěn)定性為±2*10^-10，老化率為±3*10^-8/y，預(yù)熱時間精度低于±1*10^-8（25℃以下），預(yù)熱階段峰值電流消耗應(yīng)低于700mA，靜態(tài)電流消耗應(yīng)低于250mA（25℃以下）。另外置入特定芯片使守時電路工作得到進(jìn)一步優(yōu)化，芯片選取DAC7512，該芯片電壓需求較低且功耗較小，通常情況下采取施密特觸發(fā)輸入，可對緩沖電壓進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并可對寄存器寫操作進(jìn)行有效控制。

芯片本身可對數(shù)據(jù)進(jìn)行放大并進(jìn)行緩沖，這樣便可保證信號輸出的質(zhì)量，使其能夠完整輸出。由于該芯片可將輸出端斷開并斷開緩沖放大器，將固定電阻接入其中使精度輸出放大器可采取軌對軌的模式進(jìn)行輸出，利用串行接口使得作為通信接口連接，在工作過程中其時鐘速率可達(dá)30MHz。為了使守時電路工作完善化可在整個守時系統(tǒng)中置入FPGA器件。植入該集成電路芯片可使得系統(tǒng)的靈活性大大增強(qiáng)，由于FPGA具備了高度集成化的特點(diǎn)，規(guī)模大、體積小，具有較低的功耗，且處理迅速，可進(jìn)行反復(fù)編程，因此將其置入系統(tǒng)當(dāng)中可有效控制系統(tǒng)功耗并降低系統(tǒng)應(yīng)用成本。另外FPGA具備了邏輯單元與嵌入式儲存器、乘法器以及高速手法器等，可提供多種協(xié)議保證其適用范圍。在FPGA實(shí)際應(yīng)用過程中開發(fā)軟件先將硬件描述語言及原理圖輸入其中，再編譯為數(shù)據(jù)流，并通過隨機(jī)儲存來確認(rèn)設(shè)計(jì)電路的邏輯關(guān)系。當(dāng)出現(xiàn)斷電情況后隨機(jī)儲存將會消失，此時FPGA也就變成了白片，那么可結(jié)合隨機(jī)儲存器中的差異來得到不同的設(shè)計(jì)電路邏輯關(guān)系從而得到可編程特性。

篇3

恒溫電路設(shè)計(jì)的研究主要用于電力采集產(chǎn)品上，對電力采集產(chǎn)品來講，安裝在PT側(cè)，需要耐受100℃的溫度變化，卻要求萬分之五的精度。除需要從理論上進(jìn)行最終的計(jì)算和分析外，還要考慮各種因素。如其中重要的一個因素高精度器件的溫漂，器件穩(wěn)定性、可靠性受溫度變化的影響，是電子器件不可回避的問題。對于電力采集產(chǎn)品中高精度的AD采集模塊，溫漂的問題更為嚴(yán)重，要保證AD采集模塊精度在允許的范圍內(nèi)，恒溫電路的設(shè)計(jì)是很重要的?；趯﹄娏Σ杉a(chǎn)品應(yīng)用環(huán)境的考慮，將高精度的AD采集模塊放置在恒溫盒中，同時配合加熱電阻來穩(wěn)定恒溫盒溫度的方法，來保證環(huán)境在－20℃～+75℃變化時，恒溫盒內(nèi)的溫度變化在±1℃，使電力產(chǎn)品在萬分之五的精度范圍以內(nèi)穩(wěn)定工作。器件主要由分壓電阻、熱敏電阻、加熱電阻、運(yùn)放、三極管等組成，從設(shè)計(jì)上看電路設(shè)計(jì)簡單、穩(wěn)定性好。選擇的運(yùn)放是低價(jià)、高性能、低噪聲的雙運(yùn)算放大器ne5532，熱敏電阻選擇低價(jià)，對溫度反應(yīng)靈敏的電阻。根據(jù)電路，為了保證恒溫盒內(nèi)的器件工作最佳狀態(tài)，首先確定恒溫盒內(nèi)要保持的恒定溫度，通過測試和計(jì)算，恒溫盒的溫度恒定在75℃為最佳，AD采集模塊可以穩(wěn)定的工作，電力產(chǎn)品可以達(dá)到萬分之五的精度。當(dāng)溫度降低時，通過分壓電阻電路、負(fù)反饋電路、恒流源控制電路，加熱電阻電路使溫度穩(wěn)定在75℃。

1．2電路具體設(shè)計(jì)

具體分析如:當(dāng)溫度低于75℃時，由于熱敏電阻(MF1是負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻)的阻值變大，V0≠V1，V1＞V0，根據(jù)深度負(fù)反饋電路虛短、虛斷的特點(diǎn)，R18上有電流，在經(jīng)過負(fù)反饋電路放大，后級運(yùn)算放大U2B同向輸入端和反向輸入端形成壓差，輸出電壓放大，三級管基極電壓大于發(fā)射極電壓，三級管導(dǎo)通，有電流流過加熱電阻，加熱電阻加熱，再通過三極管、運(yùn)算放大U2B、電阻等組成的恒流控制源電路控制流過加熱電阻電流，使恒溫盒溫度保持在75℃左右。在設(shè)計(jì)過程中，要理論計(jì)算配合仿真軟件。下面是SaberSketch軟件仿真結(jié)果，根據(jù)熱敏電阻負(fù)溫度系數(shù)特性，在仿真過程中給熱敏電阻設(shè)定不同的參數(shù)值，從而達(dá)到模擬溫度升高和溫度降低環(huán)境的目的。

2應(yīng)用

電力采集產(chǎn)品安裝在PT側(cè)，需要耐受100℃的溫度變化，還要求精度在±0．05%以內(nèi)。AD轉(zhuǎn)換模塊是電力采集產(chǎn)品的重要模塊，對溫度的變化更加敏感，AD轉(zhuǎn)換模塊采用ADS8329IRSARG4芯片，其采樣精度16位，零位漂移0．4×10－6/℃，增益漂移0．75×10－6/℃，這款芯片具有高精度和高采樣率的優(yōu)點(diǎn)，但對溫度變化敏感。AD轉(zhuǎn)換模塊在電路設(shè)計(jì)和器件選擇上，盡量保證采樣電壓的精度并最大程度減小溫漂。但還是要考慮溫度在－25℃～+75℃變化時，AD模塊精度漂移。溫漂造成的輸出變化必須通過恒溫或者溫度補(bǔ)償來去除。由于溫度補(bǔ)償電路需要在芯片設(shè)計(jì)之初加入，而且無法做到完全補(bǔ)償，因此，要得到穩(wěn)定的輸出，則必須穩(wěn)定系統(tǒng)的工作溫度，所以AD轉(zhuǎn)換模塊放在恒溫盒里，在通過恒溫控制電路保證溫度的恒定。

3測試

恒溫設(shè)計(jì)電路主要保證D采樣模塊所處的環(huán)境溫度變化在±1℃，電力采集產(chǎn)品是三相電壓，通過三路選通信號對模擬開關(guān)74LVC1G3157的控制使得三項(xiàng)交流(A、B、C)模擬信號能夠經(jīng)過濾波后進(jìn)入到AD轉(zhuǎn)換芯片中，實(shí)現(xiàn)模擬到數(shù)字的轉(zhuǎn)換，在通過電力還原產(chǎn)品還原成模擬信號。如果環(huán)境溫度在－25℃～+75℃變化時，電力采集產(chǎn)品和還原產(chǎn)品通過壓降儀測試讀出的三相電壓的差值的幅值在0%～0．06%，相位在0('''')～3('''')之間變化，說明恒溫硬件電路設(shè)計(jì)合理。

篇4

本設(shè)計(jì)采用從閃存引導(dǎo)的方式加載DSP的程序文件,閃存具有很高的性價(jià)比,體積小,功耗低。由于本系統(tǒng)中的閃

存既要存儲DSP程序,又要保存對應(yīng)于不同的伽瑪值的查找表數(shù)據(jù)以及部分預(yù)設(shè)的顯示數(shù)據(jù),故選擇ST公司的容量較大的M29W641DL,既能保存程序代碼,又能保存必要的數(shù)據(jù)信息。

圖2為DSP與閃存的接口電路。因?yàn)椴捎?位閃存引導(dǎo)方式,所以ADSP-21160地址線應(yīng)使用A20-A0,數(shù)據(jù)線為D39—32,讀、寫和片選信號分別接到閃存相應(yīng)引腳上。

系統(tǒng)功能及實(shí)現(xiàn)

本設(shè)計(jì)采用ADSP-21160完成伽瑪校正、時基校正、時鐘發(fā)生2S、圖像優(yōu)化和控制信號的產(chǎn)生等功能。

1伽瑪校正原理

在LCD中,驅(qū)動IC/LSI的DAC圖像數(shù)據(jù)信號線性變化,而液晶的電光特性是非線性,所以要調(diào)節(jié)對液晶所加的外加電壓,使其滿足液晶顯示亮度的線性,即伽瑪(Y)校正。Y校正是一個實(shí)現(xiàn)圖像能夠盡可能真實(shí)地反映原物體或原圖像視覺信息的重要過程。利用查找表來補(bǔ)償液晶電光特性的Y校正方法能使液晶顯示系統(tǒng)具有理想的傳輸函數(shù)。未校正時液晶顯示系統(tǒng)的輸入輸出曲線呈S形。伽瑪表的作用就是通過對ADC進(jìn)來的信號進(jìn)行反S形的非線性變換,最終使液晶顯示系統(tǒng)的輸入輸出曲線滿足實(shí)際要求。

LCD的Y校正圖形如圖3所示,左圖是LCD的電光特性曲線圖,右圖是LCD亮度特性曲線和電壓的模數(shù)轉(zhuǎn)換圖。

2伽瑪校正的實(shí)現(xiàn)

本文采用較科學(xué)的Y校正處理技術(shù),對數(shù)字三基信號分別進(jìn)行數(shù)字Y校正(也可以對模擬三基信號分別進(jìn)行Y校正)。在完成v校正的同時,并不損失灰度層次,使全彩色顯示屏圖像更鮮艷,更逼真,更清晰。

某單色光Y調(diào)整過程如圖4所示,其他二色與此相同。以單色光v調(diào)整為例:ADSP-21160首先根據(jù)外部提供的一組控制信號,進(jìn)行第一次查表,得到Y(jié)調(diào)整系數(shù)(Y值)。然后根據(jù)該Y值和輸入的顯示數(shù)據(jù)進(jìn)行第二次查表,得到經(jīng)校正后的顯示數(shù)據(jù)。第一次查表的Y值是通過外部的控制信號輸入到控制模塊進(jìn)行第一次查表得到的。8位顯示數(shù)據(jù)信號可查表數(shù)字0～255種灰度級顯示數(shù)據(jù)(Y校正后)。

3圖像優(yōu)化

為了提高圖像質(zhì)量,ADSP-21160內(nèi)部還設(shè)計(jì)了圖像效果優(yōu)化及特技模塊,許多在模擬處理中無法進(jìn)行的工作可以在數(shù)字處理中進(jìn)行,例如,二維數(shù)字濾波、輪廓校正,細(xì)節(jié)補(bǔ)償頻率微調(diào)、準(zhǔn)確的彩色矩陣(線性矩陣電路),黑斑校正、g校正、孔闌校正、增益調(diào)整、黑電平控制及雜散光補(bǔ)償、對比度調(diào)節(jié)等,這些處理都提高了圖像質(zhì)量。

數(shù)字特技是對視頻信號本身進(jìn)行尺寸、位置變化和亮,色信號變化的數(shù)字化處理,它能使圖像變成各種形狀,在屏幕上任意放縮,旋轉(zhuǎn)等,這些是模擬特技無法實(shí)現(xiàn)的。還可以設(shè)計(jì)濾波器來濾除一些干擾信號和噪聲信號等,使圖像的清晰度更高,更好地再現(xiàn)原始圖像。所有的信號和數(shù)據(jù)都是存儲在DSP內(nèi)部,由它內(nèi)部產(chǎn)生的時鐘模塊和控制模塊實(shí)現(xiàn)的。

4時基校正及系統(tǒng)控制

由于ADSP-21160內(nèi)部各個模塊的功能和處理時間不同,各模塊之間存在一定延時,故需要進(jìn)行數(shù)字時基校正,使存儲器最終輸出的數(shù)據(jù)能嚴(yán)格對齊,而不會出現(xiàn)信息的重疊或不連續(xù)。數(shù)字時基校正主要用于校正視頻信號中的行,場同步信號的時基誤差。首先,將被校正的信號以它的時基信號為基準(zhǔn)寫入存儲器,然后,以TFT-LCD的時基信號為基準(zhǔn)讀出,即可得到時基誤差較小的視頻信號。同時它還附加了其他功能,可以對視頻信號的色度、亮度、飽和度進(jìn)行調(diào)節(jié),同時對行、場相位、負(fù)載波相位進(jìn)行調(diào)節(jié),并具有時鐘臺標(biāo)的功能。

控制模塊主要負(fù)責(zé)控制時序驅(qū)動邏輯電路以管理和操作各功能模塊,如顯示數(shù)據(jù)存儲器的管理和操作,負(fù)責(zé)將顯示數(shù)據(jù)和指令參數(shù)傳輸?shù)轿?負(fù)責(zé)將參數(shù)寄存器的內(nèi)容轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的顯示功能邏輯。內(nèi)部的信號發(fā)生器產(chǎn)生控制信號及地址,根據(jù)水平和垂直顯示及消隱計(jì)數(shù)器的值產(chǎn)生控制信號。此外,它還可以接收外部控制信號,以實(shí)現(xiàn)人機(jī)交互,從而使該電路的功能更加強(qiáng)大,更加靈活。此外,ADSP21160的內(nèi)部還設(shè)計(jì)了I2C總線控制模塊,模擬FC總線的工作,為外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行時鐘信號)和SDA(雙向串行數(shù)據(jù)信號)。模擬I2C工作狀態(tài)如圖5和圖6所示。

系統(tǒng)軟件實(shí)現(xiàn)

在軟件設(shè)計(jì)如圖7所示,采用Matlab軟件計(jì)算出校正值,并以查找表的文件形式存儲,供時序的調(diào)用。系統(tǒng)上電

篇5

2電路板設(shè)計(jì)

錯誤的布局布線不僅不會發(fā)揮保護(hù)電路的保護(hù)作用，還有可能引入其他干擾。TVS二極管應(yīng)該盡量靠近I/O端口，接近干擾源，在干擾進(jìn)入電路之前就濾除掉，避免干擾耦合到鄰近的電路上。另外，PCB布線時應(yīng)盡量采用短而粗的線，減小干擾對地通路上的阻抗。圖2為不好的布局布線情況，圖3為良好的布局布線情況。

3接口保護(hù)效果

保護(hù)電路增加前后，全自動引線鍵合機(jī)上的RS422接口在持續(xù)電子打火環(huán)境下的通信情況如圖4所示。由圖可以看出，沒有保護(hù)電路時，在電子打火瞬間，正常通信線路上會產(chǎn)生接近10V的沖擊電壓，完全超出了接口可接受的-7~+7V共模電壓范圍，影響正常通信，嚴(yán)重時足以燒壞接口。在相同條件下，增加保護(hù)電路后，通信情況如圖5所示。由圖5可以看出，電子打火瞬間電路上的電壓完全在-7~+7V范圍內(nèi)，正常通信不受影響，達(dá)到了保護(hù)電路的設(shè)計(jì)目的。

篇6

2）考慮到開通期間內(nèi)部MOSFET產(chǎn)生Mill－er效應(yīng)，要用大電流驅(qū)動源對柵極的輸入電容進(jìn)行快速充放電，以保證驅(qū)動信號有足夠陡峭的上升、下降沿，加快開關(guān)速度，從而使IGBT的開關(guān)損耗盡量小。

3）選擇合適的柵極串聯(lián)電阻（一般為10Ω左右）和合適的柵射并聯(lián)電阻（一般為數(shù)百歐姆），以保證動態(tài)驅(qū)動效果和防靜電效果。根據(jù)以上要求，可設(shè)計(jì)出如圖1所示的半橋LC串聯(lián)諧振充電電源的IGBT驅(qū)動電路原理圖?？紤]到多數(shù)芯片難以承受20V及以上的電源電壓，所以驅(qū)動電源Vo采用18V。二極管V79將其拆分為＋12．9V和－5．1V，前者是維持IGBT導(dǎo)通的電壓，后者用于IGBT關(guān)斷的負(fù)電壓保護(hù)。光耦TLP350將PWM弱電信號傳輸給驅(qū)動電路且實(shí)現(xiàn)了電氣隔離，而驅(qū)動器TC4422A可為IGBT模塊提供較高開關(guān)頻率下的動態(tài)大電流開關(guān)信號，其輸出端口串聯(lián)的電容C65可以進(jìn)一步加快開關(guān)速度。應(yīng)注意一個IGBT模塊有兩個相同單管，所以實(shí)際需要兩路不共地的18V穩(wěn)壓電源；另外IGBT柵射極之間的510Ω并聯(lián)電阻應(yīng)該直接焊裝在其管腳上（未在圖中畫出），而且最好在管腳上并聯(lián)焊裝一個1N4733和1N4744（反向串聯(lián)）穩(wěn)壓二極管，以保護(hù)IGBT的柵極。

2實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

在變換器的LC輸出端接入兩個2W／200Ω的電阻進(jìn)行靜態(tài)測試。實(shí)驗(yàn)中使用的儀器為：Agi－lent54833A型示波器，10073D低壓探頭。示波器置于AC檔對輸出電壓紋波進(jìn)行觀測，波形如圖5所示。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果看，輸出紋波可以基本保持在±10mV以內(nèi)，滿足設(shè)計(jì)要求。此后對反激變換器電路板與IGBT模塊驅(qū)動電路板進(jìn)行對接聯(lián)調(diào)。觀察了IGBT柵極的驅(qū)動信號波形。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果看，IGBT在開通時驅(qū)動電壓接近13V，而在其關(guān)斷時間內(nèi)電壓接近5V。這主要是電路中的光耦和大電流驅(qū)動器本身內(nèi)部的晶體管對驅(qū)動電壓有所消耗（即管壓降）造成的，故不可能完全達(dá)到18V供電電源的水平。

篇7

RF2514各引腳的排列如圖1所示。各引腳的功能如下：

引腳1，9（GND1，3）：模擬地。為獲得最佳的性能，應(yīng)使用較短的印制板導(dǎo)線直接連接到接地板。

引腳2（PD）：低功耗模式控制端。當(dāng)PD為低電平時，所有電路關(guān)斷。當(dāng)PD為高電平時，所有電路導(dǎo)通工作。

引腳3（TXOUT）：發(fā)射器輸出端。輸出為晶體管集電極開路（OC）方式，但需要一個提供偏壓（或匹配）的上拉電感和一個匹配電容。

引腳4（VCC1）：TX緩沖放大器電源端口。

引腳5（MODIN）：AM模擬或者數(shù)字調(diào)制輸入。信號通過該腳輸入可以把調(diào)幅信號或者數(shù)字調(diào)制信號加到載波上，而通過該腳外的一個電阻則可對輸出放大器進(jìn)行偏置。該腳的電壓不能超過1．1V，過高的電壓可能會燒壞芯片。

引腳6（VCC2）：壓控振蕩器、分頻器、晶體振蕩器、鑒相器和充電泵電源。該端與地間應(yīng)連接一個中頻旁路電容。

引腳7（GND2）：數(shù)字鎖相環(huán)接地端。

引腳8（VREFP）：偏置電壓基準(zhǔn)端，用于為分頻器和鑒相器提供旁路。

引腳10，11（RESNTR－，RESNTR＋）：該腳可用來為壓控振蕩器（VCO）提供直流電壓，同時也可以對壓控振蕩器的中心頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)。10腳與11腳之間應(yīng)連一電感。

引腳12（LOOPFLT）：充電泵的輸出端。該腳與地之間的RC回路可用來控制鎖相環(huán)的帶寬。

圖2

引腳13（LDFLT）：用來設(shè)定鎖定檢測電路的閾值。

引腳14（DIVCTRL）：分頻控制端。該腳為高電平時，選中64分頻器，反之，選中32分頻器。

引腳15（OSCB）：設(shè)計(jì)時可將該腳直接連接到基準(zhǔn)振蕩器晶體管的基極，由于該基準(zhǔn)振蕩器的結(jié)構(gòu)是Colpitts的改進(jìn)型，因此應(yīng)在15腳和16腳之間連接一個68pF的電容。

引腳16（OSCE）：設(shè)計(jì)時將該腳直接連接到基準(zhǔn)振蕩器晶體管的發(fā)射極，同時在該腳與地之間還應(yīng)連接一個33pF的電容器。

圖3

2RF2514的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

篇8

1.2控制電路與模數(shù)轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)選用C8051F410單片機(jī)對整個系統(tǒng)進(jìn)行控制，C8051F410具有與8051兼容的高速CIP-51內(nèi)核，與MCS-51指令完全兼容。C8051F410資源豐富，具有24個I/O引腳，同時還具有時鐘振蕩器等功能模塊。ADS1274是TI公司生產(chǎn)的24位無失碼高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器，具有最高144kSPS數(shù)據(jù)采樣速率，功耗低，在52kSPS（高精度模式）采樣速率下，單通道功耗僅為31mW，工作溫度范圍廣，最低溫度-40°C最高溫度+125°C，非常適合應(yīng)用于條件苛刻的工業(yè)控制領(lǐng)域。該芯片模擬前端具有4個單端輸入通道,模擬部分采用5V供電，內(nèi)核為3.3V或者1.8V供電。模擬輸入電壓為———0.3V~6V。采用THS4521作為AD轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動器，THS4521極低功耗軌至軌輸出全差動放大器，帶寬高達(dá)145MHz，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換速率高達(dá)490V/μs，直流開環(huán)增益為119dB，寬范圍供電電壓：+2.5V~+5.5V，單通道電流僅為1.14mA。C8051F410與ADS1274通過標(biāo)準(zhǔn)SPI接口進(jìn)行通信，設(shè)計(jì)采用3線制的主、從方式。C8051F410控制ADS1274，C8051F410通過SCLK時鐘管腳提供并控制ADS1274提供SPI的時鐘信號。單片機(jī)的MOSI引腳與ADS1274的DIN引腳相連，向ADS1274發(fā)送數(shù)據(jù)，實(shí)現(xiàn)配置寄存器，設(shè)置工作模式等功能。C8051F410的MISO引腳與ADS1274的DOUT相連，接收AD轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)。ADS1274的RDY引腳與單片機(jī)的P0.3引腳相連，當(dāng)ADS1274完成模數(shù)轉(zhuǎn)換以后，RDY引腳有高電平變?yōu)榈碗娖?，通知單片機(jī)模數(shù)轉(zhuǎn)換完成，準(zhǔn)備讀取數(shù)據(jù)。

1.3恒流電源電路LM2904系列運(yùn)算放大器是TI公司生產(chǎn)的低功耗雙運(yùn)算放大器。ADXRS646型MEMS陀螺儀需要的供電電壓為6V，由LM2904構(gòu)成的放大電路可以產(chǎn)生兩路穩(wěn)定的6V電壓，輸出抖動小于5mV，輸出電流可以達(dá)到40mA，滿足MEMS陀螺儀的供電要求。由LM2904構(gòu)成的基本電壓放大電路。放大電路的輸入電壓5V，電壓的放大倍數(shù)為1.2倍，由此可以得出兩路輸出A和B均為6V。

2軟件設(shè)計(jì)

數(shù)據(jù)采集裝置上電后首先對C8051F410進(jìn)行初始化設(shè)置，通過配置寄存器，設(shè)置SPI通信模式、內(nèi)部振蕩器的工作頻率以及看門狗的監(jiān)測時間。然后對ADS1274進(jìn)行AD采樣率、工作模式和通信模式等模塊的初始化。選擇ADS1274的差分模擬輸入通道AIN1、AIN2、AIN3進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，模擬電壓輸入范圍為0~5V，數(shù)據(jù)寄存器配置為24位。向ADS1274發(fā)送開始轉(zhuǎn)換命令，單片機(jī)開始計(jì)時，計(jì)時時間未結(jié)束，傳輸采集的數(shù)據(jù)；計(jì)時時間到，繼續(xù)開始AD轉(zhuǎn)換。采集后的角速率數(shù)據(jù)經(jīng)過單片機(jī)簡單處理后，由RS232串口輸出。

篇9

2硬件電路設(shè)計(jì)

2.1動力電池電壓信號檢測電路設(shè)計(jì)

動力電池組是由眾多單體電池串聯(lián)而成。本設(shè)計(jì)中，選取12個單體電池串聯(lián)而成的動力電池組，相應(yīng)的就有12個電壓模擬量信號。圖2所示為電壓采集電路設(shè)計(jì)。動力電池組中，各個動力電池串聯(lián)而成。在地參考點(diǎn)的作用下，各個電池正負(fù)極對地參考電壓近似比例增大，為實(shí)現(xiàn)輸出的是電池電壓，最有效的實(shí)現(xiàn)途徑是借助由運(yùn)算放大器“虛短”與“虛斷”原理構(gòu)成的減法電路。圖2中，由雙運(yùn)放運(yùn)算放大器LM358構(gòu)建2級網(wǎng)絡(luò)：第1級即為由R1~R4組建的差分放大電路形成減法電路，第2級構(gòu)成電壓跟隨器，起到緩沖及隔離的作用。LM358使用單5V電源供電。

2.2動力電池雙向電流檢測電路設(shè)計(jì)

電池組在充放電過程中，由于只有一個充放電通道，理論上而言電流檢測通道只有一個。根據(jù)電路理論電流在其參考方向下存在正負(fù)之分，因此必須單獨(dú)設(shè)計(jì)充電電流、放電電流各自的檢測信號。圖3所示為集成的雙向電流檢測硬件電路設(shè)計(jì)。從電路中可以看出，該電路的設(shè)計(jì)非常類似于電氣中的互鎖電路。從采樣電阻中采集的電阻兩端電壓在電阻分壓網(wǎng)絡(luò)下，產(chǎn)生不同的電壓。結(jié)合運(yùn)放的差分放大功能，分別引入LM358運(yùn)算放大器的2組不同的運(yùn)放輸入端，由于引入同相輸入端和反相輸入端的電壓不同，使得2組運(yùn)放各自工作在線性工作區(qū)與非線性工作區(qū)中。當(dāng)電池組中有任意方向的電流時，均會產(chǎn)生一組運(yùn)放工作在線性放大區(qū)域產(chǎn)生對應(yīng)的模擬電壓信號同時另外一組運(yùn)放工作在非線性區(qū)域而作為電子開關(guān)輸出供電電源的參考地電壓。在實(shí)際的電動汽車中，通常選用100AH的動力電池組為電動汽車提供動力源，這樣，采樣電阻的選擇就有了依據(jù)。本設(shè)計(jì)中，選用0.05R/2W的采樣電阻多個并聯(lián)成0.01R的功率電阻作為充放電電流檢測元件。

2.3動力電池組溫度檢測電路設(shè)計(jì)

溫度檢測保證電池組工作在可靠溫度范圍內(nèi)而不引起電池故障，是電池管理系統(tǒng)中必不可少的有效組成部分。溫度檢測傳感器選用PT100系列溫度傳感器。最新制造工藝出產(chǎn)的PT100體積小，精度高，比較適合應(yīng)用在電池管理系統(tǒng)溫度檢測單元中。本設(shè)計(jì)中，選用三線式橋式測溫電路，其最大優(yōu)點(diǎn)在于將地線單獨(dú)引出，參考電阻網(wǎng)絡(luò)的地線電阻可以與PT100的地線電阻匹配，減小電阻差異帶來的偏差問題，提高溫度測量精度。其設(shè)計(jì)原理同電壓采集電路基本相同。

3調(diào)試數(shù)據(jù)與分析

設(shè)計(jì)完畢后，對該套電池管理系統(tǒng)的硬件電路進(jìn)行了制版調(diào)試。在解決了焊接遺留的硬件問題后，通過MCU的監(jiān)測獲取了大量數(shù)據(jù)。調(diào)試過程中某一時刻點(diǎn)的狀態(tài)量。從測試數(shù)據(jù)可以看出，無論是電壓、電流、還是溫度，其相對誤差都控制在1%以內(nèi)，特別是電壓檢測數(shù)據(jù)，精度更是達(dá)到了3‰，這樣的誤差在電池管理系統(tǒng)誤差允許范圍之內(nèi)，達(dá)到了電池管理系統(tǒng)數(shù)據(jù)采集前端模塊硬件電路設(shè)計(jì)的目的。

篇10

（2）指向角的影響。指向角是影響測量分辨率的一個重要因素，它與工作波長，傳感器半徑的關(guān)系為：指向角θ越小，分辨率越高，但要求傳感器半徑r越大，制造越難。

（3）溫度的影響。超音波的測量距離s=Vt/2，其中t由系統(tǒng)單片機(jī)計(jì)時，精度很高，但超音波在空氣傳播的速度V會受到溫度、濕度、粉塵、氣流等很多因素的影響，通過實(shí)驗(yàn)比較分析發(fā)現(xiàn)：溫度對超音波的傳播速度影響最嚴(yán)重，可見溫度引起的測量誤差十分大，不可忽視，必須采取措施來改善，正因?yàn)槿绱吮疚脑O(shè)計(jì)了基于AD590在超聲波測距儀的溫度補(bǔ)償電路，改善了溫度引起的測量誤差，保證了測量儀的測量精度。

2AD590的特性及應(yīng)用

本設(shè)計(jì)中采用美國生產(chǎn)的AD590的感溫器，利用了它輸出電流與絕對溫度成比例的特性，而且精度很高（僅為±0.3℃），它的高阻抗特性保證了它受負(fù)載的影響很小，同時AD590可以通過CMOS多路切換實(shí)現(xiàn)多路復(fù)用。AD590適用溫度范圍廣（-55℃～150℃），工作電壓范圍也廣（4～30V），它是一個低成本單片集成兩端感溫恒流源，應(yīng)用中不要再附加線性處理電路，放大電路等其它支持電路，總之基于AD590線性好，精度高，價(jià)格低等突出特性我們選擇了它。AD590的引腳及使用方法：AD590有3個的引腳，一般只用兩個（+-兩引腳）第三個引腳一般接外殼起到屏蔽作用來。在下面AD590的使用連接圖中，AD590的輸出電壓值與溫度的關(guān)系分析。

3溫度補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)

基于此我們設(shè)計(jì)的溫度補(bǔ)償電路：電路基本設(shè)計(jì)思路：為了保證I的線性度好，在檢測電壓時不能分流，因此使用電壓跟隨器其輸出電壓V2等于輸入電壓V，即AD590的輸出電壓。考慮到電路中電抗對電源的影響，電源會帶有雜波，從而影響AD590的輸出電壓，因此使用齊納穩(wěn)壓二極管取得一個相對穩(wěn)定的電壓，通過可變電阻分壓取出一個穩(wěn)定的參考電壓2.73V。我們把來自AD590的輸出電壓與穩(wěn)定的參考電壓2.73V分別通過差動放大器的+-端輸入，差動放大器輸出Vo為（100K/10K）×（V2-V1）=T/10，假設(shè)環(huán)境溫度為攝氏20℃，輸出電壓就為2V，就得到一個隨溫度變化而線性變化的電壓。輸出電壓接AD轉(zhuǎn)換器，那么AD轉(zhuǎn)換輸出的數(shù)字量就和攝氏溫度成線形比例關(guān)系。系統(tǒng)溫度采集流程為：初始化數(shù)據(jù)操作讀溫度輸出，基本流程如下溫度采集子程序。在計(jì)算距離時進(jìn)行了溫度的補(bǔ)償設(shè)計(jì)。

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果

如果系統(tǒng)沒有采用溫度補(bǔ)償措施，測量的結(jié)果誤差很大，如果采用了本設(shè)計(jì)的溫度補(bǔ)償電路，則測量的結(jié)果誤差大大的減少，完全達(dá)到實(shí)際測量的精度要求。

篇11

行波管柵極電容100pF，分布電容300pF，考慮冗余設(shè)計(jì)，總電容取500pF，切換時間t取值0.5s，則瞬時充電電流i為：因此，選擇耐壓大于2000V，電流大于1.5A的MOSFET即可滿足要求，并且應(yīng)盡量選擇結(jié)電容小的。

綜合考慮，選用IXYS公司的IXBT2N250作為開關(guān)管，單管的VCES為2500V、IC25為5A、Coes為8.7pF、tr為180ns、tf為182ns。BiMOSFET管驅(qū)動門限電壓高，適宜于強(qiáng)干擾環(huán)境中應(yīng)用，這有利于提高柵控電路的可靠性。

2保護(hù)電路

一個穩(wěn)定可靠的柵控電路對行波管來說很重要，因?yàn)檎麄€系統(tǒng)的穩(wěn)定度和頻譜特性都直接與其性能有關(guān)，為保證本柵控電路穩(wěn)定可靠工作，主要采取以下措施：圖1中的R1、R2、R5起限流作用。為防止開關(guān)管過流，充放電回路的電阻取值要保證其充、放電流小于開關(guān)管的最大額定電流IC，即R≥U/IC＝1.5kV/5A=300，考慮MOS管溫升等因素，總限流電阻取500。回路中存在一定的分布電感，在開關(guān)管關(guān)斷時會產(chǎn)生感應(yīng)電壓疊加到開關(guān)管上，造成開關(guān)管承受過高的電壓。在開關(guān)管兩端并聯(lián)TVS進(jìn)行鉗位，以防開關(guān)管過壓而損壞。